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瑞薩
CPMG2UL 單核Cortex?-A55,1.0GHz,2路千兆,2路CAN FD
CPMG2L 雙核Cortex?-A55,1.2GHz,2路千兆,2路CAN FD
TI
M62xx 1.4GHz,3路CAN FD,2路千兆,9路串口
M6442 1.0GHz,5路TSN千兆網口,支持EtherCAT,GPMC
M65xx 1.1GHz,擴展18串口或6路千兆網口
M335x-T 800MHz,6串口,雙網口,雙CAN
A3352系列無線IoT核心板 800MHz,WiFi,藍牙,RFID
NXP
M6Y2C 800MHz,8串口,雙網口,大容量
A6G2C系列無線IoT核心板 528MHz,ZigBee,
Mifare,WiFi,藍牙
A6Y2C系列無線IoT核心板 800MHZ,8串口,WiFi,藍牙
M6G2C 528MHz,雙網口,8串口,雙CAN
M6708-T 雙核/四核,800MHz/1GHz,專注多媒體
瑞芯微
M3568 四核A55,2GHz,NPU,GPU,VPU
M3562 四核A53,1.8GHz,1.0 TOPs NPU
M1808 雙核A35,1.6GHz,AI核心板,3 TOPs NPU
M1126 四核A7,1.5GHz,2.0 TOPs NPU
先楫
MR6450/MR6750 15路串口,4路CAN FD,2路千兆
芯馳
MD9340/MD9350 真多核異構A55+R5,1.6GHz,
2路千兆,4路CAN FD
MD9360 六核 Cortex?-A55,1.6GHz,2路千兆,4路CAN FD
君正
MX2000 1.2GHz,快速啟動,實時系統
Xilinx
M7015 雙核Cortex?-A9+FPGA,766MHz

電源噪聲去耦降噪

為了使電源輸出的紋波電壓盡可能的小,通常會在電源的輸出端并聯一些電容,這些電容稱為去耦電容,去耦電容是目前解決電源噪聲的主要方法,下面從儲能和阻抗的角度來介紹去耦電容減小電源噪聲的原理。

1.1儲能角度

帶有去耦電容的供電系統可以等效為圖1所示,把電源系統分為電源模塊和去耦電容兩部分。

圖1PDN儲能等效電路

1.1.1負載電流穩定

穩態情況下,負載芯片兩端的電壓是恒定的,因而電容兩端的電壓也是恒定的,流經電容的電流IC為0,負載電流I0由電源模塊提供,此時的電容兩端儲存了相當數量的電荷,與電容量和兩端的電壓有關。

1.1.2負載電流變化

當負載電流發生瞬間變化時,負載芯片內部的晶體管電平轉換速度極快,必須在極短的時間內為負載芯片提供足夠的電流。但是穩壓電源無法很快響應負載電流的變化,電流I0不會馬上變化滿足負載瞬態電流的要求,因此負載芯片感受到的電壓會降低。對于電容來說,變化的電壓就會產生電流,根據電容上電壓和電流的關系可得:

從上式可知,只要電容的容量C足夠大,那么只需要很小的電壓波動就能滿足負載芯片的電流要求,這樣就保證了負載芯片的電壓變化在容許的范圍內 儲能電容的存在使負載消耗的能量得到快速補充,因此保證了負載兩端電壓不會出現太大的波動,此時電容擔負的是局部電源的作用。

1.2阻抗角度

從阻抗的角度理解去耦電容的作用,能夠得到設計去耦電容網絡的實用方法,讓我們在配置去耦電容的時候有章可循。

在圖1中去掉負載芯片,僅觀察供電系統本身,如圖2所示。

 

圖2PDN阻抗等效電路

從AB兩點向左看,穩壓電源和去耦電容組合在一起,可以看成是一個復合的電源系統。那么對這個復合電源的要求是:不論AB兩點間的負載的瞬態電流如何變化,都能保證AB兩點間的電壓保持穩定,即AB兩點間的電壓紋波很小。

我們可以用等效電源模型表示上面復合的電源系統,如圖3所示。

圖3PDN等效電源模型

對于這個模型可得出如下等式:

設計目標是:不論AB間的瞬態電流如何變化,都要保持AB兩點間的電壓波動很小,那么由上式可知,電源系統的阻抗Z要足夠小。在圖2中,電源模塊和去耦電容是并聯關系,由于變化的瞬態電流具有交流特性,去耦電容表現出低阻抗。因此從特效的角度出發,可以說去耦電容降低了復合電源系統的阻抗。

實際上,電源分配系統PDN設計的最根本的原則就是使電源系統的阻抗不能超過某一要求的值,即目標阻抗的設計方法。

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